Compacto alto

Scientific Reports volumen 13, número de artículo: 14180 (2023) Citar este artículo

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En este artículo, se demuestran novedosos rectificadores multibanda compactos de alta eficiencia que suministran voltajes de salida positivos y negativos para aplicaciones de recolección de energía. Los circuitos duplicadores de voltaje propuestos se utilizan como fuentes de voltaje CC reales para receptores CMOS de onda mm de radiofrecuencia. Los rectificadores multibanda en funcionamiento tienen una estructura complicada que requería más redes de resonancia para obligar al rectificador a funcionar en multibanda. Se implementan nuevas redes de resonancia en serie y en paralelo para obligar al rectificador a operar en doble banda en frecuencias de 850 y 1400 MHz. La red de resonancia propuesta elimina la variación de impedancia del diodo Schottky a medida que cambia la potencia o la frecuencia de entrada y admite la adaptación de impedancia y minimiza la pérdida de inserción. Un novedoso inductor de microbanda de forma sinusoidal de alta calidad que obtiene un factor de calidad superior a 65 en la banda de frecuencia de 200 a 1400 MHz y una inductancia igual a 14 ± 2 nH está diseñado para mejorar la eficiencia y mejorar el rendimiento a bajos niveles de potencia. El primer rectificador duplicador de voltaje de RF sugerido con retroalimentación de resonancia en serie entre la entrada y el cátodo del diodo y resonancia en paralelo opera en dos bandas de frecuencia de 850 y 1400 MHz y obtiene una eficiencia de conversión máxima del 59%, un voltaje de CC de salida saturado es de 2,5 V. , y la eficiencia de conversión es del 40% con una potencia de entrada de RF de −10 dBm. Este duplicador de voltaje logra el parámetro de suministro de CC requerido (1,1 V y 450 uA) para polarizar el receptor de onda mm a una potencia de entrada de RF de 0 dBm. De lo contrario, el segundo rectificador de voltaje negativo sugerido tiene una eficiencia de conversión simulada máxima del 65%, el voltaje CC negativo saturado es de -3,5 V y la eficiencia de conversión es del 45% con una potencia de entrada de RF de -10 dBm. El rectificador de voltaje negativo obtiene parámetros de suministro de CC (-0,5 V y no se utiliza ninguna condición de corriente para una polarización de puerta) a una potencia de entrada de -10 dBm.

Los temas más importantes en la investigación de radiofrecuencia son la recolección de energía (EH) y la transferencia inalámbrica de energía (WPT). Los sistemas de telecomunicaciones con altos niveles de potencia y transmisión de energía a grandes distancias son más convenientes para utilizar TIP. Mientras que los sistemas con bajos niveles de potencia son los más adecuados para utilizar la recolección de energía (EH). El uso de baterías en dispositivos/sistemas de bajo consumo se elimina proporcionando recolección de energía de radiofrecuencia ambiental, como en la tecnología de Internet de las cosas (IoT). Debido a la rápida expansión de las técnicas inalámbricas, las fuentes de energía electromagnética como WiFi, dispositivos ISM y redes celulares están cada vez más disponibles y aptas para la recolección de energía1. Para recolectar la mayor cantidad de energía posible, los rectificadores EH deben operar en banda ancha o multibanda. Sin embargo, es un desafío diseñar rectificadores multibanda2 o de banda ancha3 con alta eficiencia de conversión y un amplio rango de potencia de entrada. La razón proviene de la variación no lineal de la impedancia del diodo con la frecuencia y la potencia de entrada de RF. Por lo tanto, se necesitan circuitos de adaptación complicados, lo que genera pérdidas de inserción adicionales y una eficiencia deficiente de RF-CC.

Además, hay mucha investigación en el diseño de rectificadores de radiofrecuencia, por ejemplo, un duplicador de voltaje de clase F reconfigurable y un duplicador de voltaje de dos etapas a 650 y 900 MHz, y los autores de este trabajo se concentran solo en el voltaje de salida de CC y el circuito es muy complicado mientras tanto no menciona nada sobre el actual4. Un rectificador de radiofrecuencia de banda ancha depende de una estructura de líneas de transmisión de microcinta (TL) que ocupa un gran tamaño de PCB de 40 × 25 mm2; la máxima eficiencia y el voltaje de salida de CC se logran con una alta potencia de entrada de RF de 15 dBm, no apropiado para aplicaciones de recolección de energía5 por lo tanto, lo hace inadecuado para aplicaciones de recolección de energía ambiental. Mientras que en6 se presentó un rectificador de RF de 0,87–2,5 GHz, este logró una baja eficiencia del 30% con una potencia de entrada de 0 dBm y el voltaje de salida de CC no se mencionó en el artículo. Ref5,6 no habló sobre la corriente del rectificador, solo estaba interesado en el voltaje de salida de CC y consumía un área grande. En ref7,8 se presentaron sistemas de recolección de energía (EH) para permitir el funcionamiento sin recarga a largo plazo de dispositivos y aplicaciones de IoT. En la referencia 9, los autores fabricaron un rectificador duplicador de voltaje de banda ancha que utiliza una red de sección π y un circuito LC en serie, lo que aumentó la complejidad del diseño y obtuvo una eficiencia de conversión RF-CC superior al 69% en la banda de frecuencia de 720 a 1050 MHz. y el coeficiente de reflexión de entrada (\({S}_{11})\) es inferior a − 10 dB con un valor de potencia de entrada de 3 dBm. Mientras que en ref10 se utilizó una complicada sección en T que consta de un circuito LC paralelo en los dos brazos para operar el rectificador en doble banda. El modelado del diodo Schottky y el análisis del tamaño del rectificador consciente de la impedancia se explican en 11,12.

En ref13 se implementó un rectificador resonante dual que utiliza un resonador acoplado con resonadores en serie y paralelo para obtener un circuito de doble banda y combinarlo con la adaptación LC estándar. Esto hizo que el diseño fuera muy complejo y ocupa un área de PCB muy grande y necesita una gran cantidad de componentes agrupados. Esto logró una eficiencia RF-DC del 17,3% y del 7,5% a −10 dBm. Mientras que los voltajes CC son iguales a 436 mV y 286 mV a 490 MHz y 860 MHz respectivamente para mediciones de un solo tono. Sin embargo, se introdujo un rectificador coplanador de diodo único de baja complejidad que tenía una baja eficiencia igual al 22,5% a − 19 dBm. Mientras tanto, funcionó en una única banda de frecuencia de 868 MHz y no hay información sobre el voltaje y tamaño de salida de CC14. En ref15 se presentó una rectina implantable de un solo diodo compactada a 673 MHz para aplicaciones médicas. El circuito rectificador obtuvo una eficiencia de conversión RF-CC del 40% con una potencia de entrada igual a − 20 dBm. En ref16 se sugirió un circuito rectificador para alimentación inalámbrica de campo lejano y logró una eficiencia del 44% con una potencia de entrada de - 10 dBm. Se fabricó un rectificador de diodo único de doble banda para GSM1800 y UMTS Banda 1 y logró una eficiencia de alrededor del 45 % para UMTS Banda 1 y del 33 % para GSM1800 cuando la potencia incidente es de −7 dBm17. Hay muy poco trabajo relacionado con la topología de voltaje negativo como18 un control de polaridad de CC en redes rectificadoras de RF que generaba un dispositivo de conmutación positivo y negativo mediante sintonización (rectificador GaN clase F-1) pero operaba a una potencia de entrada muy alta de 20 a 40 dBm da como resultado un voltaje de salida de CC de 0 a ± 20 V. En ref19 se construyó un rectificador de media onda con voltaje positivo y negativo empleando circuitos integrados OTA (LT1228) y tenía un voltaje de salida de CC de 0 a ± 5 V. Rectificadores activos Ref20 con positivo y voltaje de salida de CC negativo de ± 400 a ± 200 V. Los trabajos publicados anteriormente produjeron voltaje de CC negativo mediante métodos diferentes a los presentados en este artículo.

En este artículo, los circuitos duplicadores de voltaje propuestos se utilizan como suministros de voltaje CC reales de receptores de radiofrecuencia, donde el duplicador de voltaje positivo es el suministro principal de CC y el duplicador de voltaje negativo se utiliza como polarización de puerta de la etapa amplificadora (transistor PMOS). en el receptor de RF. Se implementan redes de resonancia en serie y en paralelo para obligar al rectificador a operar en doble banda en frecuencias de 850 y 1400 MHz. Se añadió un novedoso circuito de retroalimentación de resonancia en serie entre la entrada y el cátodo del diodo Schottky para producir una banda de frecuencia operativa adicional. Se implementa y utiliza un novedoso inductor microstrip Sin-Shape de factor de alta calidad que obtiene un factor de calidad superior a 65 en la banda de frecuencia de 200 a 1400 MHz y una inductancia igual a 14 ± 2 nH en los diseños de duplicadores de voltaje propuestos para mejorar la eficiencia y mejorar el rendimiento a bajo nivel de potencia.

El duplicador de voltaje positivo propuesto se utiliza como voltaje de suministro de CC del receptor de radiofrecuencia (RF), donde el receptor de RF necesita dos voltajes de suministro de CC con la siguiente especificación, 1,1 V con 450 uA y − 0,5 V con corriente de muy bajo amperaje ( utilizado como polarización en la puerta del transistor).

Como se muestra en la Fig. 1a, el primer duplicador de voltaje sugerido se compone de una red de adaptación de entrada, un circuito de retroalimentación de resonancia en serie, una red de resonancia en paralelo, diodos duplicadores de voltaje, capacitores para suavizado y carga, y resistencia de carga. El diodo Schottky en el duplicador de voltaje de RF sugerido se elige para utilizarlo en sistemas de baja potencia, es decir, para obtener la máxima eficiencia con un voltaje de salida de CC agradable a una potencia de entrada baja para que sea apropiado para sistemas de recolección de energía. La Figura 2a ilustra el diagrama de bloques del duplicador de voltaje positivo de doble banda propuesto, donde la figura ilustra la función de cada subcircuito/parte en el duplicador de voltaje positivo propuesto. La Figura 2b resume la secuencia de diseño para el duplicador de voltaje de doble banda positivo en seis pasos que incluyen la arquitectura de diseño, establecer los valores de los capacitores de bloqueo y suavizado, el diseño de la primera banda coincidente en \({f}_{1}\), el diseño de la red de terminación armónica y la red de retroalimentación para hacer coincidir la segunda banda en \({f}_{2}\) y el paso final selecciona el valor de la resistencia del terminal de carga. Donde f1 = 1400 MHz y f2 = 850 MHz en el diseño propuesto. El circuito de resonancia paralelo (\({L}_{2},{C}_{2}\)) se utilizó para compensar la impedancia de entrada capacitiva de el ánodo del diodo insertando una reactancia inductiva \({\mathrm{jZ}}_{01}\) en la frecuencia fundamental \({f}_{o}(0.85 \mathrm{GHz}).\) Así como creando un circuito abierto en la frecuencia del segundo armónico (\({2f}_{o}\)) para eliminar el componente de corriente del segundo armónico como se ilustra en la ecuación. (1),

donde \({\mathrm{Z}}_{01}\) es la impedancia del circuito de resonancia paralelo en la frecuencia fundamental \({f}_{o}\).

(a) Esquema del circuito del duplicador de voltaje positivo de RF sugerido y (b) resultados de la simulación electromagnética del inductor de microcinta sugerido.

(a) Diagrama de bloques, y (b) secuencia de diseño paso a paso del duplicador de voltaje positivo de doble banda propuesto.

Para la red de terminación del segundo armónico, seleccionamos el valor de inductancia de \({L}_{2}\) y el valor de capacitancia está especificado por la condición del circuito de resonancia.

donde \({\omega }_{o}\) es la frecuencia angular.

La Figura 3 ilustra el efecto de los circuitos de retroalimentación y resonancia del segundo armónico en el duplicador de voltaje positivo propuesto, donde las Figuras 3a, b demuestran las partes reales e imaginarias de la impedancia de entrada, mientras que la Figura 3c muestra el diagrama de Smith de la impedancia de entrada, sin nada. el diseño propuesto no coincide, cuando se inserta el circuito de terminación del segundo armónico (2HT) que agregó reactancia inductiva al circuito y mejora la coincidencia de entrada como se ilustra en la Fig. 3 y cuando se inserta la red de retroalimentación (FB) que mejora la coincidencia como mostrado en la Fig. 3.

Impedancia de entrada, (a) Parte real, (b) Parte imaginaria y (c) Diagrama de Smith en tres casos sin coincidencia; con terminación de 2º armónico (2HT), y con 2HT además de red de retroalimentación (FB).

\({C}_{b}\) es un condensador de bloqueo de CC y su valor es muy grande en microfaradios para no influir en la coincidencia de entrada. La red de adaptación de entrada se implementa para hacer coincidir 50 Ω con la impedancia de entrada del diodo duplicador de voltaje. Incluye terminales radiales y un inductor de microcinta, donde el terminal radial funciona como un capacitor y mejora el rendimiento del rectificador al mejorar el voltaje de salida de CC, aumentar la eficiencia de conversión y mejorar la pérdida de retorno de entrada. El inductor de microcinta encapsulado en la Fig. 1b, en el que la inductancia y el factor de calidad se calculan mediante las ecuaciones. (3) y (4) en 21,22,

donde \({Y}_{11}\) es la admitancia del punto de conducción de entrada, \({Y}_{12}\) es la admitancia de transferencia directa, \({Y}_{21}\) es la inversa admitancia de transferencia, y \({Y}_{22}\) es la admitancia del punto impulsor de salida.

El inductor de microcinta tiene una inductancia de 12 nH y un factor de calidad de aproximadamente 65 y se utiliza para ajustar el circuito de adaptación a 1400 MHz. El inductor de microcinta tiene una longitud de 21,2 \(\mathrm{mm}\) empleando un ancho variable de 0,25 a 0,4 \(\mathrm{mm}\) para mejorar el factor de calidad del inductor, donde los trozos radiales y la microcinta El inductor se utiliza para hacer coincidir la impedancia de entrada de los diodos con 50 Ω en una banda de frecuencia de 1400 MHz. La retroalimentación de resonancia en serie y la resonancia en paralelo al suelo se utilizan para generar una banda de frecuencia adicional a 850 MHz. El valor de la resistencia de carga \({(R}_{L})\) se eligió para lograr el voltaje de CC de salida requerido (\({V}_{DC}\)) y la corriente de salida deseada con aceptable ( Máximo) Eficiencia RF–CC (η). El voltaje de CC de salida (\({V}_{DC}\)) aumenta con \({R}_{L}\) hasta que el voltaje de salida de CC se vuelve constante con una potencia de entrada de RF alta. El comportamiento de la eficiencia de conversión en términos de resistencia de carga es muy complicado donde aumenta cuando \({R}_{L}\) alcanza un máximo y disminuye nuevamente a medida que aumenta RL. Las Figuras 4a-c muestran el voltaje de CC de salida, la corriente de salida de CC y la eficiencia de RF-CC frente a la potencia de entrada en varios valores de resistencia de carga (\({R}_{L}\)) del duplicador de voltaje sugerido. El primer duplicador de voltaje de RF propuesto logra un rendimiento excelente en un amplio rango de resistencia terminal \({R}_{L}\) de 1000 a 5600 Ω con un ligero ajuste, como se ilustra en la Fig. 4. El voltaje de salida de CC deseado y la corriente de salida de CC requerida se obtiene con una resistencia de carga de 2700 Ω a una potencia de entrada de RF de 0 dBm. La resistencia del terminal de carga no tiene ningún efecto o es leve y imperceptible sobre el coeficiente de reflexión de entrada \({(S}_{11})\), la Fig. 4d ilustra el coeficiente de reflexión de entrada \({(S}_{11})\ ) en varios valores de resistencia de carga como se muestra en la figura, la pérdida de retorno de entrada (\({S}_{11})\) no se ve influenciada por el cambio en el valor de la resistencia del terminal de carga. Pero cambiar la resistencia de carga tiene el efecto principal en la corriente de salida del duplicador de voltaje propuesto; en función de la corriente de salida requerida se selecciona la resistencia de carga.

(a) voltaje de salida de CC, (b) corriente de salida de CC, (c) eficiencia de conversión y (d) coeficiente de reflexión de entrada \({(S}_{11})\) en varias resistencias de carga (\({R} _{L}\)) del duplicador de voltaje positivo.

El duplicador de voltaje de RF sugerido se implementa utilizando material Roger (RO4003C) de Epson 3.38 y espesor 0.81 \(\mathrm{mm}\) y se simula mediante ADS para simulación de circuitos y simulación ADS Momentum para diseño de circuitos y verificaciones físicas. El diseño del duplicador de voltaje de RF sugerido se ilustra en la Fig. 5a, donde el tamaño del duplicador de voltaje de RF es 4,7 \({\mathrm{cm}}^{2}\), mientras que las Fig. 5b,c son el prototipo fabricado. y configuración de medición del duplicador de voltaje propuesto. El coeficiente de reflexión (\({S}_{11}\)) del rectificador fabricado se observó utilizando un analizador de redes vectoriales (VNA) con número de pieza (ZVA67). Mientras que el voltaje de salida de CC se midió con un multímetro digital donde la potencia de entrada de RF se suministró desde el generador de señal del número de modelo (MG3710A), como se muestra en la Fig. 5c. La eficiencia de conversión versus la potencia de entrada del duplicador de voltaje de RF sugerido se muestra en la Fig. 6a, donde la eficiencia máxima simulada equivale al 59% con una potencia de entrada de 4 dBm y alrededor del 54% con una potencia de entrada de 0 dBm. El voltaje de salida de CC frente a la potencia de entrada de RF se muestra en la Fig. 6b, donde el voltaje de salida de CC constante es de aproximadamente 2,5 V a una potencia de entrada de 6 dBm, mientras que el voltaje de salida de CC a una entrada de 0 dBm equivale a aproximadamente 1,2 V.

Duplicador de voltaje de RF fabricado propuesto y configuración de medición.

(a) Eficiencia de conversión medida y (b) voltaje de salida de CC con potencia de entrada de radiofrecuencia del primer duplicador de voltaje sugerido.

La eficiencia de conversión es la relación entre la potencia de salida y la potencia de entrada, donde la eficiencia de conversión RF-CC se calcula utilizando la siguiente ecuación.

donde \({V}_{DC}\) es el voltaje de salida de CC, \({R}_{L}\) es la resistencia del terminal de carga, \({P}_{in}\) es la potencia de entrada de RF y \({P}_{out}\) es la potencia de salida que es igual a la relación entre el voltaje de salida de CC al cuadrado y la resistencia de carga (\({{V}_{DC}}^{2}/{R}_{L} )\). Como se demuestra en la ecuación. (5), la eficiencia de conversión es directamente proporcional al voltaje de CC de salida (\({V}_{DC}\)) e inversamente proporcional a la potencia de entrada de RF (\({P}_{in}\)), cuando el voltaje de CC de salida se ha saturado, la eficiencia de conversión se reducirá con un aumento en la potencia de entrada como se muestra en la Fig. 6. Hay una reducción en la eficiencia de RF-CC después de 4 dBm porque el voltaje de CC de salida del voltaje sugerido El duplicador de voltaje se vuelve constante después de una potencia de entrada de RF de 6 dBm, como se muestra en la Fig. 6b. Cuando el voltaje de CC de salida se satura mientras aumenta la potencia de entrada de RF, la eficiencia de conversión se reducirá como se muestra en la Fig. 6a y esto se puede saber con respecto a la ecuación. (5).

El coeficiente de reflexión de entrada medido y simulado (\({S}_{11}\)) del duplicador de voltaje sugerido se muestra en la Fig. 7a, donde el duplicador de voltaje opera en dos bandas de frecuencia a 850 MHz y 1400 MHz. El coeficiente de reflexión de entrada de señal grande \({(S}_{11})\) con la frecuencia se representa en la Fig. 7b, a niveles de potencia de entrada de RF de 0 dBm, − 5 dBm y − 10 dBm. La eficiencia de conversión de RF a CC medida y simulada con la frecuencia del duplicador de voltaje se muestra en la Fig. 8, con un nivel de potencia de entrada de radiofrecuencia igual a 4 dBm, la eficiencia de conversión simulada máxima es del 59 % y 56 % para las bandas de frecuencia de 850 MHz y 1400 MHz. , respectivamente, como se ilustra en la Fig. 8. La selección de componentes discretos, especialmente el inductor, se basa en el factor de alta calidad a la frecuencia deseada. Para garantizar una excelente coincidencia entre los resultados medidos y simulados, el archivo de parámetros de dispersión medidos (archivo SNP) de los componentes agrupados seleccionados se inserta en el programa de simulación.

Reflexión de entrada medida y señal grande \({S}_{11}\) del primer duplicador de voltaje.

Eficiencia de conversión medida del primer duplicador de voltaje propuesto.

Los cabos radiales y el inductor diseñado solían coincidir con la primera banda en \({f}_{1}\), donde el trozo radial actúa como un capacitor para mejorar el logro del diseño al aumentar el voltaje de CC, la eficiencia de conversión y mejorar el coeficiente de reflexión de entrada \({(\mathrm{S}}_{11})\). Los terminales y el inductor diseñado se utilizan especialmente para igualar el duplicador de voltaje propuesto en la banda de frecuencia de \({f}_{1}=1400 \mathrm{MHz}\), por lo que si los terminales no existen, estos tienen poca influencia en el rendimiento de la banda de frecuencia de 1400 MHz. La influencia de los terminales en el rectificador de voltaje positivo sugerido se representa en la Fig. 9a, b. Los stubs mejoran la eficiencia de conversión CC-RF del diseño sugerido en más de un 15 % y mejoran el coeficiente de reflexión de entrada \(({S}_{11})\) que se igualará en la banda de frecuencia de 1400 MHz.

(a) Eficiencia de conversión versus potencia de entrada para el duplicador de voltaje positivo sugerido con y sin trozos, y (b) efecto de los trozos en el coeficiente de reflexión de entrada (S11) para el duplicador de voltaje positivo sugerido.

Cuando el trozo funciona como un capacitor, mejora el logro del diseño, como mejorar la eficiencia de conversión RF-CC y el coeficiente de reflexión de entrada \(({S}_{11})\) como se representa en la Fig. 9a,b como además de aumentar el voltaje de CC en la expansión del tamaño de diseño. Cuando el tamaño del trozo aumenta, mejora el logro de duplicar el voltaje y los parámetros del tamaño del trozo se caracterizan por la longitud, el ancho del fondo y el ángulo del borde.

El rectificador de voltaje negativo propuesto consta de una adaptación de entrada (cortinas radiales y un inductor de microcinta) y diodos duplicadores de voltaje donde la salida está conectada al terminal del diodo negativo (terminal de ánodo) como se muestra en las Figs. 10a y 11a,b muestran el voltaje de salida de CC y la eficiencia de conversión RF-CC frente a la potencia de entrada en varias resistencias de terminales de carga (\({R}_{L}\)). De acuerdo con nuestro criterio de obtener la mayor eficiencia y el voltaje de salida más alto posible en el rango de potencia de entrada bajo, el rectificador de voltaje negativo tiene su resistencia terminal de carga óptima igual a 5600 Ω. La selección de la resistencia de carga para lograr el voltaje CC de salida requerido con extrema eficiencia, sin condiciones en la corriente de salida, de modo que el duplicador de voltaje negativo propuesto tenga una mejor eficiencia.

(a) Circuito esquemático del rectificador de voltaje negativo propuesto, (b) diseño y (c) fotografía del prototipo fabricado.

(a) voltaje de salida de CC y (b) eficiencia de conversión RF-DC en varias resistencias de carga (RL) del rectificador de voltaje negativo sugerido.

El diseño del rectificador de voltaje negativo sugerido se ilustra en la Fig. 10b, que incluye un capacitor de bloqueo, un circuito de adaptación de entrada y un duplicador de voltaje. El tamaño del rectificador de tensión negativa es de 4,7 cm2. La fotografía del prototipo fabricado del rectificador de voltaje negativo propuesto se muestra en la Fig. 10c. La eficiencia de conversión RF-CC frente a la potencia de entrada del rectificador de voltaje negativo sugerido se muestra en la Fig. 12a; como se ilustra, la eficiencia de conversión máxima equivale al 65% con una potencia de entrada de RF de 2 dBm y alrededor del 50% con una potencia de entrada de RF de −10 dBm. . El voltaje de CC de salida negativo versus la potencia de entrada de RF se ilustra en la Fig. 12 (b), donde el voltaje de CC de salida negativo constante de − 3,5 V, − 1,2 V y − 0,5 V a 6 dBm, − 2 dBm y − 10 potencia de entrada dBm, respectivamente. La coincidencia de entrada \({(S}_{11})\) del rectificador de voltaje negativo sugerido se representa en la Fig. 13a, donde el rectificador de voltaje negativo sugerido opera la banda de frecuencia a 1450 MHz. La pérdida de retorno de entrada de señal grande \({(S}_{11})\) en la banda de frecuencia de 1450 MHz del rectificador de voltaje negativo se muestra en la Fig. 13b a niveles altos de potencia de entrada iguales a 0 dBm, − 5 dBm y − 10 dBm. La corriente contra la potencia de entrada del rectificador de voltaje negativo propuesto se muestra en la Fig. 14a. Los resultados medidos y simulados de la eficiencia de conversión RF-CC con la frecuencia del rectificador de voltaje negativo sugerido representado en la Fig. 14b, con una potencia de entrada de RF igual a 4 dBm, la eficiencia máxima medida es igual al 50%.

(a) Eficiencia de conversión RF-CC y (b) Voltaje CC de salida negativo contra la potencia de entrada del rectificador de voltaje negativo sugerido.

Pérdida de retorno de entrada a 1450MHz del rectificador de voltaje negativo.

(a) Corriente CC de salida negativa contra potencia de entrada y (b) Eficiencia de conversión RF-CC medida con la frecuencia del rectificador de voltaje negativo sugerido.

La adaptación de entrada del diseño duplicador de voltaje negativo consta de los terminales y el inductor diseñado, por lo que la ausencia de los terminales tiene una gran influencia en el coeficiente de reflexión de entrada (\({S}_{11})\) y también afecta a la eficiencia, como se muestra en la Fig. 15a. El diseño no tiene comparación sin los terminales, en consecuencia, la eficiencia disminuye en aproximadamente un 20% en el caso en que los terminales no existen, como se ilustra en la Fig. 15b.

(a) Efecto de los terminales sobre el coeficiente de reflexión de entrada \({(S}_{11})\) para el duplicador de voltaje negativo sugerido, y (b) Eficiencia de conversión versus potencia de entrada para el duplicador de voltaje negativo sugerido con terminales y sin talones.

La adaptación de entrada en los diseños propuestos, especialmente en la banda de frecuencia de 1450 MHz, consta de los terminales y el inductor diseñado. Esta forma es simple y no necesita componentes discretos, el inductor diseñado tiene alta calidad en un amplio rango de frecuencia y el circuito de adaptación de entrada es más preciso y ocupa menos área que el método de adaptación PI o T, los elementos diseñados son más precisos. que el componente agrupado discreto debido a la tolerancia del componente. El novedoso duplicador de voltaje negativo propuesto se utiliza como voltaje de polarización negativa en un receptor CMOS de onda mm y está diseñado para obtener alta eficiencia y un voltaje de salida de CC grande a potencia ambiental, de modo que se diseñe un factor de alta calidad y un inductor SRF grande y también se diseñe el terminales para mejorar el rendimiento de RF. Además, la entrada diseñada combinada es más precisa que el uso de componentes agrupados discretos porque no hay tolerancia en el valor de los componentes, no hay errores de fabricación, factor Q alto y SRF grande; todas estas razones tienden a proponer que el diseño duplicador de voltaje negativo tiene más beneficios. La Figura 16 ilustra el efecto del uso del inductor concentrado discreto en el duplicador de voltaje negativo propuesto, donde el coeficiente de reflexión de entrada \({(S}_{11})\) mejoró y se elevó mediante el uso de un inductor discreto como se muestra en la Fig. 16a, mientras que la eficiencia y el voltaje de CC de salida disminuyeron en valores grandes como se muestra en la Fig. 16b, cy el tamaño de la PCB se redujo como se explica en la Fig. 16d para el diseño. La Figura 17 muestra la inductancia agrupada discreta, el factor de calidad y el factor de calidad del inductor diseñado propuesto, donde la inductancia agrupada discreta y el factor de calidad se obtienen del archivo S2P proporcionado por la empresa fabricante. Según la Fig. 17, el inductor diseñado propuesto logra un factor de calidad más alto que el inductor concentrado discreto. La comparación entre el uso del inductor diseñado y el inductor concentrado discreto se ilustra en la Tabla 1.

Efecto del uso del inductor concentrado discreto en el duplicador de voltaje negativo; (a) Coeficiente de reflexión de entrada \({S}_{11}\), (b) Eficiencia, (c) Voltaje de salida de CC y (d) Diseño de RF.

Inductancia del inductor agrupado discreto, factor de calidad y factor de calidad del inductor propuesto.

Los diseños propuestos exhiben una concordancia aceptable entre los resultados simulados y medidos. El ligero error proviene de la tolerancia de los componentes, la soldadura SMA, la soldadura de componentes y la tolerancia de fabricación. El duplicador de voltaje de radiofrecuencia y el rectificador de voltaje negativo sugeridos muestran un rendimiento comparable o incluso superior al duplicador de voltaje de radiofrecuencia y al rectificador de radiofrecuencia informados fabricados con materiales de microcinta en la Tabla 2. Como se ilustra en la Tabla 2, los rectificadores fabricados propuestos logran los más altos eficiencia y voltaje de salida de CC a la potencia de entrada más baja de − 10 dBm y 0 dBm en comparación con los trabajos publicados recientemente para que puedan usarse en aplicaciones de baja potencia como aplicaciones de recolección de energía. Además, los diseños fabricados sugeridos exhiben la mejor coincidencia de entrada de menos de -15 dB y se tiene en cuenta la corriente de salida. Finalmente, los rectificadores fabricados propuestos se interesan por la corriente de salida externa de los rectificadores, donde los diseños sugeridos se utilizan como fuentes de voltaje CC reales para receptores CMOS de onda mm. Donde la corriente de salida de los rectificadores duplicadores de voltaje positivo y negativo propuestos es 450 uA y 100 uA respectivamente.

Se implementan dos circuitos de recolección de energía que generan voltaje de suministro positivo y negativo y son apropiados para el voltaje de polarización del receptor de onda mm. El primer circuito de recolección introducido es un doble de voltaje positivo con resonancia paralela y redes de retroalimentación de resonancia en serie y funciona en bandas de frecuencia duales de 850 y 1400 MHz. Mientras que la segunda red de recolección sugerida es un rectificador de voltaje negativo con terminales radiales coincidentes de entrada, un inductor de microcinta y un diodo Schottky en polaridad opuesta para producir el voltaje negativo requerido en el receptor de onda mm.

Los conjuntos de datos utilizados y/o analizados durante el estudio actual están disponibles del autor correspondiente [Marwa Mansour] previa solicitud razonable.

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Departamento de Microelectrónica, Instituto de Investigación Electrónica (ERI), El Nozha, El Cairo, 11843, Egipto

Marwa Mansur

Departamento de Ingeniería Eléctrica, Facultad de Ingeniería de Shoubra, Universidad Benha, El Cairo, 11629, Egipto

Islam Mansur

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MM propuso la idea. IM y MM realizaron las simulaciones y mediciones. IM y MM participaron en la configuración de la medición y la preparación de muestras. MM escribió el manuscrito y lo revisó IM. Todos los autores participaron en la discusión y brindaron comentarios.

Correspondencia a Marwa Mansour.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Reimpresiones y permisos

Mansour, M., Mansour, I. Energía compacta de alta eficiencia que recolecta voltaje de CC positivo y negativo para un receptor CMOS sin batería. Representante científico 13, 14180 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-41236-9

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Recibido: 16 de mayo de 2023

Aceptado: 23 de agosto de 2023

Publicado: 30 de agosto de 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-41236-9

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